Драйвер светодиодов на HV9910

Спалил драйвер фары на каком-то китайском клоне HV9910 (надпись с чипа вытравлена). Пошёл в чипидип, купил HV9910 для замены по цене половины китайской 12-ваттной фары

В исходной схеме использовалось следующее подключение питания:

Красным я нарисовал отличия от рекомендованной схемы из даташита. То есть, вместо встроенного линейного регулятора используется просто резистор. На ноге VDD, видимо, имеется внутренний стабилитрон, по крайней мере так было в китайском аналоге - при такой схеме подключения на ней всегда около 7В независимо от входного напряжения (подавал 20-60В).

Так как такое креативное использование внутренних кишков в даташите не задокументировано, а резистор там огромный (на 5Вт), я его тупо выкинул и взамен восстановил подключение "по даташиту".

Всё как бы заработало, но обозначилась проблема. Драйвер стал жутко чувствительный и начинает "притухать" от любого чиха вблизи драйвера. Даже если палец поднести к микросхеме (не касаясь!) яркость начинает падать. Убираешь - восстанавливается. Иногда самопроизвольно начинает постепенно гаснуть (я вообще отхожу в дальний конец комнаты).

У исходной китайской схемы такой проблемы не было - хоть кол на голове теши. Спалил я его банально - замкнул PWMD на землю (пытался внешнее управление сделать), сначала через резистор - всё было нормально, лампа погасла, потом напрямую - он пару таких издевательств выдержал, а потом подох. Видимо, есть какое-то отличие в работе этой ноги между китайским аналогом и настоящим HV9910, ибо в даташите прямым текстом сказано замыкать PWMD на землю.

Так вот, вопрос - сталкивался ли кто с таким странным поведением HV9910. Я, наверное, попробую восстановить "китайский" резистор (возможно, они таким образом как раз побороли эту нестабильность), но всё-таки интересно, отчего такое может быть.

FR107 1.0AMP. Fast Recovery Rectifiers

Description

 

FR107 1.0AMP. Fast Recovery Rectifiers

 

FR107 Features

 

● Fast switching for high efficiency

● Low cost

● Diffused junction

● Low reverse leakage current

● Low forward voltage drop

● High current capability

● The plastic material carries UL recognition 94V-0

 

FR107 Mechanical Data

 

●Case: JEDEC DO-41 molded plastic

●Polarity: Color band denotes cathode

●Weight: 0.012 ounces , 0.34 grams

●Mounting position: Any

Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler und eine einfache Akku-Ladeschaltung mit LM317LZ

Leicht überarbeitet sind die bisherigen Kapitel zum Thema der dreibeinigen fixen (78xx, 79xx) und einstellbaren (LM317, LM337) Spannungsreglern. Dabei werden, zur Erinnerung, folgende Inhalte thematisiert: Wozu benötigt es sperrende Rücklaufdioden parallel zu den Spannungsreglern und innerhalb des spannunsgbestimmenden Netzwerkes beim LM317 und LM337, wenn die schon geringe Rippelspannung am Ausgang noch zusätzlich unterdrückt wird? Transientenunterdrückung. Symmetrische Ausgangsspannung mit LM317 und LM337. Welche schaltungstechnischen Voraussetzungen erlauben den Einsatz von Tantal-Elkos? Maximaler Ausgangsstrom in Abhängigkeit der Chip- bzw. Gehäusetemperatur und der Dropout-Spannung regelt den sicheren Arbeitsbereich des integrierten Leistungstransistor. Die Auswirkung des Temperaturdriftes des Stromes (Adjustment-Current) des Anschlusses zur Spannungseinstellung und der Referenzspannung auf die Ausgangsspannung beim LM317. Diese Werte sind beim komplementären LM337 ähnlich. Warum lohnt sich die Spannungs-Überdimensionierung von Brückengleichrichtern in Netzteilen? Kaltleiter anstelle von Sicherung. LM317 als Konstantstromquelle mit Schutzdioden und wozu das sinnvoll sein kann.

NEU: Es fällt bereits beim Titel auf, dass dieser erweitert ist. LM317L, der kleine Bruder des LM317. Beide Spannungsregler im Vergleich bezüglich Strom, Verlustleistung und minimalem Laststrom, besonders wichtig für Stromquellenschaltungen. Angeregt wurde diese Erweiterung durch häufige ELKO-Forum-Anfragen betreffs einfachen Schaltungen von Konstantstromquellen. Der LM317L bietet eine einfache und elegante Möglichkeit für kleine Ströme im mA-Bereich. Ein Akku-Ladegerät aus Stromquelle und Spannungsbegrenzung mit zwei LM317LZ, realisierbar in einem geeigneten nicht mehr gebrauchten Steckernetzteil, rundet diese Erweiterung ab. Praktische Anwendung fand diese Lade-Schaltung in einem beinahe antiquierten, aber noch immer sehr gut funktionierenden Solar-Radio des Modells AMSONIC vom Typ AS-338, zum Aufladen des eingebauten Akku, wenn zu wenig ausreichendes Sonnenlicht zur Verfügung steht. Dieses Beispiel dient der Anregung für ähnliche Kleinprojekte.

MIDI-Controller: Anstelle des 24 Mhz-Quarzes kann hier auch ein solcher von 12 oder 6 Mhz verwendet werden. Die software ist entsprechend anzupassen:
Load & Reload-value für timer_1 (baudrategenerator) TL1, TH1:
24'000'000 : #0FCH - getestet
12'000'000 : #0FEH ( ungetestet)
  6'000'000 : #0FFH ( ungetestet)


Seriell-Controller: Anstelle des 14'745'600 Hz- Quarzes kann auch ein solcher mit 1.5-facher (22'118'400 Hz) oder halber Frequenz (7'372'800 Hz) angewendet werden. Der legendäre und aus jedem weggeworfenen Motherboard auszulötende 14'318'180-Quarz würde vermutlich auch funktionieren, da er nur knappe 3% unter der erwarteten Soll-baudrate liegt
Load & Reload-value für timer_1 (baudrategenerator) TL1, TH1:
22'118'400 : #0FDH ( ungetestet)
14'745'600 : #0FEH - getestet
(14'318'180: #0FEH = -2.9% ungetestet)
  7'372'800 : #0FFH ( ungetestet)


Es braucht einen hochwertigen, schnellen Optokoppler. Bewährt haben sich der PC900 oder der 6N136.
Der Print ist an sich ist für den 6-beinigen PC900 ausgelegt, wobei pins 1 & 8 eines eingelöteten 8-pol-Sockels unbelegt bleiben. Man kann aber auch den 8-beinigen 6N136 einsetzen - allerdings nur mit chirurgischem Eingriff ! Beim 6N136 müssen die Zuleitungen zu den Pins 5/6 vertauscht werden. Der print ist hierzu vorgesehen und man kann die Zuleitungen einerseits mit einem Japanmesser auftrennen und dann jeweils wieder übers Kreuz verlöten.
Die Spannungsversorgung kann den verfügbaren Möglichkeiten angepasst werden. Werden 5V direkt von einem USB- oder PS2-Anschluss bezogen, so erübrigt sich der Spannungsregler 7805 mit seinen 2 Elkos
Die Zahlen bei den Anschlussreihen beziehen sich auf die Stiftnummer des jeweils anzuschluiessenden Steckers/Buchse
Die Vorwiderstände der Leuchtdioden müssen je nach Farbe der verwendeten LED entsprechend angepasst werden.

Lampadina a led con MB6S

Ho trovato un’articolo interessante sul forum a riguardo delle lampadine a led e, mosso da curiosità fanciullesca, ho aperto una lampadina a led non funzionante.

Smontando la lampadina a led ho trovato alcuni componenti elettrici sulla scheda e volevo capirne l’utilizzo.

I componenti che costituiscono la lampadina sono:
N° 1 condensatore cl21 250v 474j con resistenza a monte da 1M Ω 5% di tolleranza (perché da 1 milione di ohm?)
N° 1 MB6S (a cosa serve?)
N° 1 condensatore elettrolitico in alluminio CD11G C -40° C +105° 4.7 uf 250V 475J (perché mettere i valori in joule se ce l’ho già in centigradi?)
N° 1 resistenza da 1k Ω 5% di tolleranza (perché da 1k di ohm?)
N° 48 led bianchi

Da quello che ho letto sul forum, l’utilizzo della resistenza a monte del condensatore serve per evitare di prendere delle slecciate di corrente quando la lampadina viene tolta da accesa.

per i led, dipende da cosa vuoi fare.
per alimentarli a tensione di rete, lo schema riportato è il modo migliore per friggerli, in quanto il condensatore comporta a dei picchi di corrente sui diodi led, danneggiandoli in poco tempo.
inoltre, visto che i led da 3-5mm sono meno efficienti delle controparti ad alta potenza e, vista la loro pessima dispersione termica, racchiuderne tanti in poco spazio significa limitarne ulteriormente la vita.

ricorda: i led bianchi hanno una caduta di tensione di 3.2-3.5V, vanno alimentati a 20mA.

p.s. la prossima volta, cerca di inserire il post nel topic giusto: questo è "informatica", forse "elettronica generale" sarebbe stato più appropriato.

Reparatur eines PD160-Wechselrichters IRFZ48N

Die 12-Volt-Anschlüsse sind auf der Platine relativ große Leiterflächen. Die äußere Leiterfläche ist Masse, die innere  12 V. Die Eingangsspannung wird mit 2 Kondensatoren (Elkos) gepuffert.

Mit den beiden Leistungstransistoren an der rechten Seite des Kühlblechs (IRFI1010N) wird in der Primärspule des Trafos eine Wechselspannung von ca. 50 KHz (rechteckförmig) erzeugt. Dann wird diese Spannung auf ca. 300 V (ungeregelt) transformiert und gleichgerichtet. Die Masse ist mit der Masse auf der Primärseite des Trafos verbunden. Diese Spannung wird mit 3 Elkos gepuffert.

Letztendlich wird die erzeugte Spannung durch 4 als H-Brücke geschaltete Leistungstransistoren (IRFI740G) als Wechselspannung auf den Ausgang gegeben. Die Spannung ist ungefähr rechteckförmig, und wird über Pulsweitenmodulation geregelt. Die positiven und negativen Pulse der Ausgangsspannung sind nicht jeweils eine halbe Periodendauer (10 ms) lang sondern entsprechen kürzer, um im Mittel auf die korrekte Netzspannung zu kommen. Dies lässt sich dadurch feststellen, dass die Pulsdauer sich ändern, wenn man die Eingangsspannung des Wechselrichters ändert.

Der relevante Teil der Schaltung ist ungefähr folgendermaßen aufgebaut:

Nach einigen Messungen stellten sich die Transistoren, die den Hauptbestandteil des Zerhackers bilden, als defekt heraus. Es handelt sich um Transistoren vom Typ IRFI1010N. Ein Ersatztyp ist IRFZ48N. Nach Austausch der Transistoren funktionierte der Wechselrichter wieder ordnungsgemäß.

Warnung: die im Original verbauten Transistoren haben ein Kunststoffgehäuse. Werden sie durch Transistoren mit Metallgehäuse ersetzt, ist unbedingt auf Isolation jeden einzelnen Transistors gegen den Kühlkörper zu achten. Da der Kühlkörper mit Masse verbunden ist, sind sonst größere Schäden wahrscheinlich, außerdem kann es passieren, dass Hochspannung am Kühlkörper anliegt.

Mạch nguyên lý PT2262 PT2272

Hôm nay có 1 người bạn nhờ chip giúp làm cái mạch điều khiển từ xa RF dùng 2 con IC PT2272 và IC PT2262 chip đang loay hoay tìm tài liệu làm,chip chỉ mới thu phát qua hồng ngoại,giờ qua 1 con IC này có vẻ khó rồi..hic.Chip kiếm được 1 chút tài liệu về 2 con IC này có vẻ khá chuẩn,chia sẻ cùng các bạn,bạn nào làm rồi góp ý chip với nhé.

회로 정수 결정 TLP181

원래 도면중 C1 의 용도가 애매합니다. photo coupler 가 ON 되는 순간에
짧은 펄스 한발을 내기 의한 용도 (미분회로) 라고 하더라도 TR 의 base 가
DC 통로없이 떠 있는 것은 정상적 회로가 아닙니다.
통상적으로 특히 다른 이유가 없다면 R7 은 필요없는 것입니다.
위 도면으로 각 소자의 역할과 정수를 정하는 과정을 자세히 설명드려 봅니다.
전형적인 회로 정수 결정 과정이므로 꼼꼼히 보아 주시기 바랍니다.
미분이 필요할 경우 R3 과 직렬로 C 를 넣으면 되기는 하겠습니다만...
신호명과 부품번호가 달라져 있습니다.

1. R1
    PC 의 LED 측 전류를 제한해 주는 저항입니다.
    전원전압 24V 에서 적외선 LED 전압강하 (1.2V) 와 외부 스위치의 전압 강하
    를 빼면 약 22V 정도가 걸린다고 보면 될겁니다.
    TLP181 의 자료에 따르면 최대 50mA 로 되어 있고 전기적 특성에서는 10mA
    를 예로 들고 있습니다. 전류가 크면 LED 수명이 짧아지고, 적으면 동작이
    불안정해질 수 있습니다.  5mA~10mA 정도면 적당하겠습니다.
    10mA 로 하기로 하죠.
    22/10 = 2.2 (kohm) 이 됩니다. 전력 손실은 22*10 = 220 (mW) 이므로
    두배정도 여유를 두어 0.5W 짜리를 써야 안전하겠습니다.

2. R2
    이 것이 필요한 이유는 RUN_IN 쪽의 누설 전류 때문입니다. 약간의 누설이
    있더라도 LED 가 켜지지 않도록 하려는 것입니다. 외부 접속 상황에 따라
    다르겠으나 일단 1mA 로 하죠. 1.2/1 = 1.2 (kohm). 전력 손실은 충분히
    작겠으므로 계산할 필요 없겠습니다.
    이로서 1mA 이하의 전류가 흐를 때는 LED 에 영향을 주지 않게 되었습니다.
    그러나 LED 에는 이 1mA 가 덜 흐르게 되므로 9mA 가 흐르게 됩니다.

3. D1
    필요하지 않을 수도 있습니다. 혹, RUN_IN 단자로 24V 이상의 신호가 인가될
    가능성이 있을 경우는 필요합니다. LED 에 역방향 전압이 크게 걸리게 되면
    LED 수명이 현저히 짧아지기 때문(광량저하)에 필요합니다.

4. PC
    여기서 중요한 값은 CTR (Current Transfer Ratio)  입니다. bipolar TR 의
    전류증폭율에 해당하는 값입니다. 편차가 심하므로 형명뒤에 색깔을 나타
    내는 문자를 첨부하는 것이 보통입니다. 데이타 시트에는,
    none      = 50~600
    rank Y    = 50~150   ----- Yellow
    rank GR = 100~300 ----- Green
    rank BL  = 200~600 ----- Blue
    rank GB = 100~600 ----- Green & Blue
    로 되어 있습니다. 아무 rank 의 부품이나 사용할 수 있도록 하고, 제품의
    수명중 이 값이 줄어들 가능성을 감안하여 25 로 작게 잡기로 합니다.
    LED 전류가 9mA 이므로 photo transistor 의 최대 전류 츨력은,
    9*(25/100) = 2.25 (mA) 가 됩니다. 출력측 전원 전압이 5V 이므로
    총 부하저항은 약 2kohm 이상이 되어야 한다는 의미입니다.

5. R3
    photo TR 의 전류 제한 저항입니다. 그 보다는 Q1 의 base drive 전류제한
    저항이라는 편이 더 낫겠네요.
    TLP181 의 Vce(sat)=0.4V(max) 이고 Q1 의 Vbe = 0.6V 로 하면 R3 양단
    에는 최소 약 4V 가 걸립니다.
    전류는 위에서 결정한 2.25mA 이하로 유지하여야 합니다.
    얼마로 잡으면 좋을까... 이는 Q1 의 부하측 전류와도 상관이 있습니다.
    1mA 로 하기로 하겠습니다. 4/1 = 4 (kohm) 그러나 이 값은 표준값이
    아니므로 제일 가까운 3.9kohm 으로 하겠습니다. 그러면 전류는,
    4/3.9 = 1.026 (mA) 가 됩니다.
    전력 용량은 문제 없겠군요.

6. R4
    photo TR 이 off 되었을 때 Q1 도 확실히 off 시키기 위하여 필요합니다.
    on 중에는 단순히 손실 전류가 흐르게 되므로 저항값을 너무 적게 잡지는
    않고 싶습니다. 가능한 최대 저항값을 굳이 계산해 보자면, 2 가지 값을
    알아야 합니다.
    하나는 photo TR 이 off 되었을 때 누설 전류입니다. 전제 조건이 복잡하게
    관련되어 있기는 하나 ICEO = 50uA(max) 가 규격표에서의 값입니다.
    또 한가지는 Q1 의 ICBO 입니다. KST2907 의 ICBO 를 보니 -0.01uA(max)
    로 되어 있습니다. 이건 50uA 에 비하여 충분히 작은 값이니 무시해도
    되겠군요.
    결국 50uA 가 R4 를 흐르며 전압강하를 0.6V 이하로 만들면 Q1 은 off 상태를
    유지한다는 뜻입니다. 이에 따라 R4 의 최대값은 0.6/0.05 = 12kohm 이
    됩니다. 그러나... 통상 이 값은 이렇게 까다롭게 계산하지 않고 눈대중으로
    결정합니다.
    동작 속도가 수백nsec 단위로 중요할 경우, 이 저항값은 훨씬 더 적게 해 주어야
    합니다. 저항값이 커질수록 off 에 걸리는 시간이 늘어나기 때문입니다.

    일단 1kohm 이면 적당할 것 같습니다. 이 경우 on 중에 0.6mA 정도가 R4를
    통하여 손실이 되고 나머지 0.4mA 정도만이 Q1 의 base 로 유효하게
    흐르게 됩니다. 에~이~씨~ 좀 아깝네.
    2.2kohm 으로 바꾸렵니다. 이 경우, 0.27mA 가 R4 로 손실되고 0.73mA 가
    유효한 Q1 의 base 전류가 됩니다.

7. Q1
    이 TR 의 종류나 특성은 별 문제가 없습니다. 소위 "아무거나" 갖다 써도
    되는 경우입니다. 전압도 5V 로 낮고 전류도 10mA 전후일 것이기 때문이죠.
    전류증폭율도 문제가 안 됩니다. base 로 0.73mA 가 흐르므로 collector
    전류는 10배인 7.3mA 에서 20배인 14.6mA 정도까지 흘려도 무방합니다.

8. R5
    위항에서 이미 설명되었습니다.

이 출력을 단순히 logic 회로에서 받아 내는 것이라면 Q1 과 관련된 부분은
제거해도 됩니다. photo coupler 의 TR 측을 바로 입력시켜도 되는거죠.
logic 회로가 CMOS 가 아닌 bipolar TTL 일 경우에는 PNP 로 drive 하는
것이 불리합니다. low 시 logic 입력에서 흘러 나오는 전류가 상당히 크기
때문에 저항으로 pull-down 되는 구조는 적합하지 않습니다.

CPU-Thermometer Übertakten ohne Überhitzen

Wer die CPU seines PC übertaktet, lebt in ständiger Angst vor deren Hitzetod. Eine permanente Überwachung der CPU-Temperatur beruhigt die Nerven ungemein ...
Wer aus einem älteren PC etwas mehr an Geschwindigkeit herauskitzeln will, kann versuchen, die CPU und/oder die peripheren Bauteile mit einer höheren Taktfrequenz zu betreiben als vom Hersteller vorgesehen. Dazu muß kein neuer Quarz eingelötet, sondern einfach ein paar Jumper (in üblicherweise zwei Jumper-Blöcken) auf dem Motherboard umgesteckt werden. An einem stellt man den Systemtakt (zum Beispiel auf 50, 55, 60 ... MHz) ein, der für den gesamten Chipsatz gilt, am zweiten einen Multiplikator (1,5 2 2,5 3). Aus externem Takt und Multiplikator berechnet sich die CPU-Taktfrequenz.


Elko C2 ist falsch gepolt gezeichnet. Der Minuspol muss an Pin 26 von IC2 liegen und der Pluspol an Masse. Bei dem als Diode geschalteten Transistor T1 muss die Basis natürlich mit dem Kollektor verbunden sein und nicht mit dem Emitter.
Der im Text als Alternative für den ICL7107CPL angegebene ICL7106CPL ist keine Alternative, weil er sich nur für LC-Displays eignet. Die CPU-Thermometerschaltung funktioniert nur mit dem ICL7107CPL und Displays mit gemeinsamer Anode .

Акселерометр MMA7260Q

На днях достал из загашника с целью помучить прикольную детальку — акселерометр MMA7260Q. Деталь трофейная, дернул ее сэмплом у Freescale года два назад. Мелкая зараза, зато три координаты, и чувствительность высокая, всего 1.5G ниже уже только высокоточные приборы, которые в Россию не поставляют так как они попадают под закон об оборонных технологиях.

Несмотря на миниатюрный размер, внутри у ней… механика!!! Конденсаторы с подвижными обкладками. Писец, вот до чего техника дошла.


Корпус для пайки не фонтан — QFN выводы по периметру под корпусом. Но где наша не пропадала. Нарисовал специальный пад, с центровочными уголками и контактными дорожками, выходящими из под корпуса. Залудил пятаки на микросхеме, чтобы были шариками, залудил дорожки тонким тонким слоем. Полил все флюсом. Прижал микросхему, выровняв по меткам на углах, и поочередно нагревая дорожки сделал так, чтобы все пятачки припаялись. Фена у меня тогда еще не было, был родимый паяльник СТ-96 вот им и прифигачил с первой попытки и порции трехэтажного мата. Остальные детальки это RC фильтр, рекомендуемый по даташиту, да подтяжка ножки Sleep Mode.

Поскольку напряжение питания у ней 3.3 вольта, то я допаял в силовой блок робота второй преобразователь (под него все уже было разведено) на котором организовал нужное напряжение, от чего все и запитал.
Взял осциллографом за канал Z и, привязав платку к линейке, подрыгал ей в пространстве. О чем снял видяшку и скриншот с осциллографа:

 

Верхний график — канал Z, нижний — канал Х, тот что вдоль линейки. Четко видно, что вначале, когда колебания велики, акселерометр входит в насыщение, то есть ускорение куда больше чем он может отобразить. Ну и видяшка про сие непотребство:


Ныне Freescale предлагает уже цифровые акселерометры, причем сэмплы дает. Но надо оплатить какую то пошлину в 10 баксов, а для этого нужна полноценная карта Visa или Mastercard у меня карточки нет, поэтому халява обломилась